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May 21, 2023

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Wissenschaftliche Berichte Band 12,

Wissenschaftliche Berichte Band 12, Artikelnummer: 13745 (2022) Diesen Artikel zitieren

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Details zu den Metriken

Für ein Energiespeichersystem ist ein bidirektionaler DC-DC-Wandler erforderlich. Hohe Effizienz und ein hohes Auf- und Abwärtswandlungsverhältnis sind die Entwicklungstrends. In dieser Forschung wurde eine Reihe bidirektionaler Cuk-Schaltungen mit hoher Verstärkung durch die Kombination von angezapften Induktivitäten und bidirektionalen Cuk abgeleitet. Nach der Analyse und dem Vergleich der Eigenschaften jeder Schaltung wurde eine bidirektionale Cuk-Schaltung mit hoher Verstärkung und einer angezapften Induktivität (Rückwärtskopplung) vorgeschlagen. Der vorgeschlagene Wandler hat eine einfache Struktur und eine hohe Spannungsverstärkung sowohl im Abwärts- (Buck) als auch im Aufwärts- (Boost) Betriebsmodus. Die Spannungsbelastung von S2 war gering. Allerdings war die Spannungsbelastung von S1 hoch, was einen Nachteil des vorgeschlagenen Wandlers darstellt. Die Eigenschaften der vorgeschlagenen Schaltung wurden gründlich untersucht, einschließlich der Spannungsverstärkungseigenschaften und der Gestaltung der Hauptparameter. Wir haben ein Leistungsverlustmodell der neuen Topologie erstellt und das Windungsverhältnis zwischen Abgriff und Induktor für einen hohen Wirkungsgrad optimiert. Schließlich wurde gezeigt, dass eine experimentelle 400-W-Implementierung des Wandlers einen Wirkungsgrad von 93,5 % bzw. 92,4 % im Aufwärts- bzw. Abwärtsmodus erreicht. Diese Ergebnisse bestätigten die Gültigkeit der theoretischen Analyse der vorgeschlagenen Schaltung.

Aufgrund der Knappheit fossiler Brennstoffe und schwerwiegender Umweltprobleme wurden in den letzten Jahren erhebliche Anstrengungen auf die Entwicklung umweltfreundlicher Technologien zur dezentralen Energieerzeugung (DG) konzentriert1. Erneuerbare Energien erzeugen jedoch aufgrund der Wetterbedingungen keine konstante Energie. Zur Bereitstellung einer stabilen Stromversorgung ist eine Energiespeicherung erforderlich2. Darüber hinaus ist die Spannung einer Speicherbatterie typischerweise niedrig und liegt im Bereich von 12 bis 48 V, während die Spannung eines Gleichstrombusses 400 V oder mehr beträgt, um den Anforderungen eines Wechselrichters oder Wechselstromnetzes gerecht zu werden3. Damit Energiespeichersysteme eine Niederspannungsbatterie an einen Hochspannungs-Gleichstrombus anschließen können, ist daher ein bidirektionaler DC/DC-Wandler mit einem hohen Aufwärts-/Abwärtsspannungswandlungsverhältnis erforderlich4. Darüber hinaus wurden diese Wandler umfassend für eine Vielzahl industrieller Anwendungen erforscht, darunter unterbrechungsfreie Stromversorgungssysteme, Elektrofahrzeuge und Stromversorgungen für die Luftfahrt5. Der herkömmliche Buck-Boost-Wandler kann eine hohe Spannungsverstärkung mit einem großen Tastverhältnis liefern, was aufgrund der großen Stromwelligkeit zu erheblichen Leitungsverlusten führt. Darüber hinaus wurden in der Literatur mehrere bidirektionale DC-DC-Wandler vorgestellt, die auf isolierten Topologien basieren. Diese Topologien erfordern einen Transformator und eine große Anzahl von Schaltgeräten, was die Kosten und die Schaltverluste erhöht und außerdem kompliziertere Steuerungsschemata erfordert.

Viele bidirektionale DC/DC-Wandler mit einem hohen Aufwärts-/Abwärtswandlungsverhältnis wurden vorgeschlagen, um die Spannungsverstärkung und den Wirkungsgrad eines Wandlers zu verbessern. Die Kaskadenmethode wurde in Referenz 6 verwendet, um den Verhältnisbereich eines bidirektionalen Wandlers zu erweitern, dessen Verstärkung durch Multiplikation der Verstärkungen jedes Pegelwandlers berechnet wurde. Allerdings war der Wirkungsgrad aufgrund der Kaskade gering und es bestand das Problem der Instabilität. Der in Referenz 7 vorgeschlagene Wandler verbesserte das Umwandlungsverhältnis eines bidirektionalen DC-DC-Wandlers, indem er die Niederspannungsseite parallel und die Hochspannungsseite in Reihe schaltete, aber die Struktur des Wandlers war komplex. Für einen einfachen bidirektionalen DC/DC-Wandler zur Erhöhung des Spannungswandlungsverhältnisses wurden einige attraktive Lösungen wie geschaltete Kondensatoren8,9, geschaltete Induktivitäten10 und gekoppelte Induktivitäten11 eingeführt. Der vorgeschlagene resonante DC/DC-Wandler mit bidirektionaler Brücke und modularen geschalteten Kondensatoren erreichte ein hohes Aufwärts-/Abwärtswandlungsverhältnis durch eine Einheit mit geschalteten Kondensatoren8. Es wurde jedoch eine große Anzahl von Schaltern eingesetzt, und die Spannungs- und Strombelastungen an den Schaltern waren aufgrund der Resonanz hoch. Obwohl die in 9 vorgeschlagene Schaltung die Anzahl der Schalter reduzierte, war ihr Umwandlungsverhältnisbereich daher begrenzt. Referenz 10 nutzte die Technik der gekoppelten Induktivität, um einen bidirektionalen DC/DC-Wandler mit einer hohen Spannungsverstärkung beim Hoch- und Herunterstufen zu bauen. Die Stromwelligkeit war groß, da die Stromwellenform auf der Niederspannungsseite der Topologie eine Rechteckwelle war. Darüber hinaus werden in Referenz 11 nichtisolierte bidirektionale DC/DC-Wandler auf Basis doppelt gekoppelter Induktivitäten erörtert, die durch die Reihenschaltung der Sekundärwicklungen zweier gekoppelter Induktivitäten eine hohe Spannungsverstärkung und geringere Schaltspannungsbelastungen erreichen könnten. Dies erforderte jedoch eine aufwendige Steuerung.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass diese isolierten Wandlerstrukturen in der Regel über zu viele Schalter verfügen, sodass die Leitungsverluste der Schalter sehr hoch waren. Zudem ist die praktische Umsetzung kompliziert und teuer. Bei den vorhandenen nichtisolierten Hochverstärkungsschaltungen handelt es sich hauptsächlich um Schaltkondensatorwandler und gekoppelte Induktivitätswandler. Zu den Nachteilen eines Schaltkondensatorwandlers gehören der Schaltverlust und die Strombelastung. Zu den Nachteilen eines Wandlers mit gekoppelter Induktivität gehören die komplexe Schaltungsstruktur und die Streuinduktivität, die zu Spannungsspitzen führt, die mithilfe von Überspannungsschutzschaltungen unterdrückt werden müssen.

Cuk-Wandler erfreuen sich zunehmender Beliebtheit, da die Eingangs- und Ausgangsinduktivitäten elektromagnetische Interferenzprobleme reduzieren und die Ausgangswelligkeit gering ist12. In dieser Forschung werden angezapfte Induktivität und bidirektionaler Cuk kombiniert, um eine Reihe bidirektionaler Cuk-Schaltkreise mit hoher Verstärkung zu schaffen. Nach der Analyse und dem Vergleich der Eigenschaften jeder Schaltung wird eine bidirektionale Cuk-Schaltung mit hoher Verstärkung und einer angezapften Induktivität (Rückwärtskopplung) vorgeschlagen. Der vorgeschlagene Wandler verfügt über eine einfache Struktur und eine hohe Spannungsverstärkung sowohl im Abwärts- (Buck) als auch im Aufwärts- (Boost) Betriebsmodus. Die Eigenschaften der vorgeschlagenen Schaltung, einschließlich der Spannungsverstärkungseigenschaften und der Gestaltung der Hauptparameter, werden gründlich untersucht. Basierend auf dieser Untersuchung haben wir ein Leistungsverlustmodell der neuen Topologie erstellt und das Windungsverhältnis zwischen angezapftem Induktor und Induktor für einen hohen Wirkungsgrad optimiert. Schließlich wurde ein 400-W-48-V-/400-V-Prototyp erstellt, um die Gültigkeit der theoretischen Analyse der vorgeschlagenen Schaltung zu überprüfen.

Die bidirektionale Cuk-Schaltung zeichnet sich durch eine geringe Eingangs- und Ausgangswelligkeit und geringe EMI-Störungen aus. Das Schaltbild ist in Abb. 1 dargestellt. Aufgrund des Einflusses der parasitären Parameter ist die Spannungsverstärkung dieser Schaltung begrenzt und daher nicht geeignet Gelegenheiten mit einem großen Spannungstransformationsverhältnis. Daher wird eine Reihe bidirektionaler Cuk-Schaltungen mit hoher Verstärkung durch die Kombination von angezapfter Induktivität und bidirektionalem Cuk erstellt, um die Spannungsverstärkung des bidirektionalen Cuk zu erhöhen.

Bidirektionale Cuk-Schaltung.

Die vorgeschlagene Schaltungsreihe verwendet gekoppelte Induktivitäten, um die Induktivitäten L1 oder L2 in Abb. 1 zu ersetzen. Aufgrund der unterschiedlichen Verbindungsmethoden der gekoppelten Induktivität können vier verschiedene Schaltungen abgeleitet werden. Da der gekoppelte Induktor außerdem über zwei Kopplungsmodi verfügt (d. h. Kopplung in die gleiche Richtung und Kopplung in die umgekehrte Richtung), können insgesamt acht Schaltkreise abgeleitet werden, wie in den Abbildungen dargestellt. 2 und 3. Diese Wandler mit angezapften Induktivitäten werden durch die in Abb. 2 gezeigte gleichsinnige Kopplung gebildet. Die umgekehrte Kopplung ist in Abb. 3 dargestellt. Die angezapfte Induktivität besteht aus L1 mit der Anzahl der Windungen N1 und L2 mit der Windungszahl N2, wobei das Stufenverhältnis n = N2: N1 beträgt. Darüber hinaus ist D1 die parasitäre Body-Diode von S1 und D2 die parasitäre Body-Diode von S2. Die gleichsinnige Kopplung bedeutet, dass die Ströme alle vom gleichnamigen Ende des Induktors fließen und umgekehrt.

Bidirektionale Cuk-Schaltungen mit hoher Verstärkung werden durch die gleichgerichtete Kopplung gebildet: (a) S1-Abgriff, (b) S2-Abgriff, (c) CB-Abgriff 1, (d) CB-Abgriff 2.

Bidirektionale Cuk-Schaltungen mit hoher Verstärkung werden durch die umgekehrte Kopplung gebildet: (a) S1-Abgriff, (b) S2-Abgriff, (c) CB-Abgriff 1, (d) CB-Abgriff 2.

Die Spannungsverstärkung M dieser Wandler gegenüber dem Tastverhältnis D und dem Windungsverhältnis n wird für den Dauerstrommodus (CCM) durch Analyse der Funktionsprinzipien der zuvor genannten Schaltungen ermittelt, wie in Tabelle 1 gezeigt. S1-Tap bedeutet das Der Induktor L1 der bidirektionalen Cuk-Schaltung wird durch den Abgriffsinduktor Lt ersetzt, und der gemeinsame Anschluss des Abgriffsinduktors wird mit S1 verbunden, wie in Abb. 2a und Abb. 3a dargestellt. S2-Tap bedeutet, dass die Induktivität L2 der bidirektionalen Cuk-Schaltung durch die Tap-Induktivität Lt ersetzt wird und der gemeinsame Anschluss der Tap-Induktivität mit S2 verbunden ist, wie in den Abbildungen gezeigt. 2b und 3b. CB-Tap 1 bedeutet, dass die Induktivität L1 der bidirektionalen Cuk-Schaltung durch die Tap-Induktivität Lt ersetzt wird und der gemeinsame Anschluss der Tap-Induktivität mit CB verbunden ist, wie in den Abbildungen gezeigt. 2c und 3c. CB-Tap 2 bedeutet, dass die Induktivität L2 der bidirektionalen Cuk-Schaltung durch die Tap-Induktivität Lt ersetzt wird und der gemeinsame Anschluss der Tap-Induktivität mit CB verbunden ist, wie in den Abbildungen gezeigt. 2d und 3d.

Die entsprechende Kurve kann mithilfe der Daten aus Tabelle 1 gezeichnet werden, wie in Abb. 4 dargestellt. Die Spannungs-Verstärkungs-Kennlinie der durch gleichgerichtete Kopplung gebildeten Schaltkreise ist in Abb. 4a dargestellt. Die Kurven der S1-Abgriffschaltung und der Kondensator-Abgriffschaltung 2 überlappen sich, und die Kurven der S2-Abgriffschaltung und der Kondensator-Abgriffschaltung 1 überlappen sich. Wie in Abb. 4a gezeigt, kann die bidirektionale Cuk-Schaltung mit der vom S2-Tap abgeleiteten Induktivität und der Kondensator-Tap-Schaltung 1 eine hohe Spannungsverstärkung erzielen. Die Spannungsumwandlungsverhältnis-Kennlinie der durch die Rückwärtskopplung gebildeten Schaltkreise ist in Abb. 4b dargestellt. Die Kurven der S1-Abgriffschaltung und der Kondensator-Abgriffschaltung 2 überlappen sich, und die Kurven der S2-Abgriffschaltung und der Kondensator-Abgriffschaltung 1 überlappen sich. Wie in Abb. 4b gezeigt, kann die bidirektionale Cuk-Schaltung mit der vom S1-Tap abgeleiteten Induktivität und der Kondensator-Tap-Schaltung 2 eine hohe Spannungsverstärkung erzielen.

Die Spannungsverstärkungskennlinien der acht Schaltkreise im Aufwärtsmodus, (a) die Kopplung in die gleiche Richtung, (b) die Kopplung in die umgekehrte Richtung.

Die Spannungsumwandlungsverhältnis-Kennlinien der Schaltungen in den Abb. 3d und 2b werden wie in Abb. 5 dargestellt aufgetragen, um aus den zuvor erwähnten Schaltungen die Schaltung mit einem größeren Übersetzungsverhältnis zu erhalten. Als Ergebnis wird festgestellt, dass die Schaltung in Abb. 3d die beste der zuvor genannten Schaltungen ist.

Die Spannungsverstärkungskennlinien der 4 Schaltkreise im Aufwärtsmodus.

Da die Analyse dieser Wandler im Abwärtsmodus der Analyse im Aufwärtsmodus ähnelt, wird sie hier nicht wiederholt.

Die Machbarkeitsanalyse des großen Verhältnisses der Topologien ist in Tabelle 2 basierend auf der vorherigen Analyse dargestellt. In der Tabelle bedeutet der Begriff „nicht anwendbar“, dass das Umwandlungsverhältnis dieser Schaltung kleiner ist als das der bidirektionalen Cuk-Schaltung, und der Begriff „verfügbar“ bedeutet, dass das Umwandlungsverhältnis dieser Schaltung größer ist als das der bidirektionalen Cuk-Schaltung .

Gemäß dieser Analyse haben wir einen bidirektionalen Cuk-Wandler mit angezapfter Induktivität und einem hohen Aufwärts-/Abwärtswandlungsverhältnis vorgeschlagen, wie in Abb. 6 dargestellt. Der vorgeschlagene Wandler besteht aus den folgenden Komponenten: der Low-Side-Spannung V2, die High-Side-Spannung V1, die Induktivität L3, die angezapfte Induktivität Lt, der Kondensator CB und die beiden Schalter S1–S2. Der angezapfte Induktor Lt besteht aus L1 und L2, die in entgegengesetzter Richtung gekoppelt sind, und die Windungen des Induktors sind N1 und N2 (N1 > N2). Die Ersatzschaltbilder dieser Stufen sind in Abb. 7 dargestellt.

Ein bidirektionaler Cuk-Wandler mit umgekehrter Kopplung und angezapfter Induktivität mit hoher Verstärkung.

Eine bidirektionale Cuk-Ersatzschaltung mit umgekehrt gekoppelter, angezapfter Induktivität und hoher Verstärkung, (a) Aufwärtsmodus, (b) Abwärtsmodus.

Das effektive Windungsverhältnis des angezapften Induktors wird wie folgt ausgedrückt.

Der Kopplungskoeffizient des angezapften Induktors beträgt:

wobei Lm die äquivalente Magnetisierungsinduktivität auf der N2-Seite ist; und Lk ist die Streuinduktivität auf der N2-Seite.

Beim Einsatz der vorgeschlagenen Schaltung in Energiespeichersystemen liegt die Batteriespannung V2 auf der Niederspannungsseite und die Zwischenkreisspannung V1 auf der Hochspannungsseite. Der vorgeschlagene Wandler kann sowohl im Aufwärts- als auch im Abwärtsmodus mit bidirektionalem Leistungsfluss betrieben werden. Referenz 13 enthält die Funktionsprinzipien und die stationäre Analyse. Daher werden im Folgenden die einfachen Ergebnisse diskutiert, die detaillierte Analyse jedoch nicht wiederholt.

Wie in Abb. 8 dargestellt, weist eine Schaltperiode des Hochsetzmodus zwei Schaltstufen auf. In Abb. 8 ist vgs2 das Ansteuersignal von S2, die durch die Induktivitäten L1, L2 und L3 fließenden Ströme sind iLs, iLp und iL3 und iD1, iS2 und iCB sind die durch D1, S2 und iCB fließenden Ströme CB. Die Ersatzschaltbilder dieser Stufen sind in Abb. 9 dargestellt.

Die Hauptbetriebswellenformen der Schlüsselkomponenten im Step-Up-Modus.

Das Ersatzschaltbild der Betriebsarten im Aufwärtsmodus, (a) S2 ein, (b) S2 aus.

Die Verstärkung der vorgeschlagenen Schaltung im Aufwärtsmodus kann wie folgt abgeleitet werden.

Im Idealfall kann die Streuinduktivität vernachlässigt werden und Mup wie folgt abgeleitet werden.

Dabei ist Mup das Aufwärtswandlungsverhältnis des vorgeschlagenen Wandlers und D das Tastverhältnis von S2.

Wie in Abb. 10 dargestellt, weist eine Schaltperiode des Abwärtsmodus zwei Schaltstufen auf. In Abb. 10 ist vgs1 das Ansteuersignal von S1, die durch die Induktivitäten L1, L2 und L3 fließenden Ströme sind iL1, iL2 und iL3 und iD2, iS1 und iCB sind die durch D2, S1 und iCB fließenden Ströme CB. Die Ersatzschaltbilder dieser Stufen sind in Abb. 11 dargestellt.

Die Hauptbetriebswellenformen der Schlüsselkomponenten im Abwärtsmodus.

Das Ersatzschaltbild der Betriebsarten im Abwärtsmodus, (a) S1 ein, (b) S1 aus.

Die Verstärkung der vorgeschlagenen Schaltung im Abwärtsmodus kann wie folgt abgeleitet werden.

Im Idealfall kann die Streuinduktivität vernachlässigt werden und Mdown kann wie folgt abgeleitet werden.

Dabei ist Mdown das Abwärtswandlungsverhältnis des vorgeschlagenen Wandlers und D das Tastverhältnis von S1.

Der charakteristische Vergleich des vorgeschlagenen Wandlers mit den Gegenstücken ist in Tabelle 3 dargestellt (NS ist die Anzahl der Leistungsschalter, NCI ist die Anzahl der gekoppelten Induktivitäten, NI ist die Anzahl der Induktivitäten und NC ist die Anzahl der Kondensatoren). Der herkömmliche Tief-/Hochsetzsteller kann einen bidirektionalen Leistungsfluss mit der geringsten Anzahl an Leistungsschaltern erreichen, der Wandlungsverhältnisbereich des Wandlers ist jedoch begrenzt. Der Wandler in Referenz 14 weist ein hohes Aufwärts-/Abwärtswandlungsverhältnis auf, ist jedoch komplex und ineffizient. Im Vergleich zu den Konvertern in Referenz 14 wurde der Wirkungsgrad des Wandlers in Referenz 15 durch den Einsatz der Soft-Switching-Technologie verbessert, die Schaltungsstruktur ist jedoch immer noch komplex. Es ist ersichtlich, dass der vorgeschlagene Wandler durch den Einsatz von zwei Leistungsschaltern einen hohen und breiten Spannungsverstärkungsbereich erreicht. Darüber hinaus ist es einfach aufgebaut.

Um die dynamische Leistung und die Antistörungsfähigkeit des vorgeschlagenen Wandlers zu verbessern, haben wir eine verbesserte Fuzzy-Steuerungsstrategie vorgeschlagen, die auf der Takagi-Sugeno-Kang-Fuzzy-Steuerungstechnik basiert, wie in Abb. 12 dargestellt. Das Funktionsprinzip und eine detaillierte Analyse der Steuerungsstrategie können der Referenz 13 entnommen werden. Daher wird die detaillierte Analyse in diesem Artikel nicht wiederholt.

Das verbesserte Fuzzy-Steuerungsschema.

Im Step-up-Modus wird ein Leistungsverlustmodell der neuen Topologie erstellt. Der Verlust des vorgeschlagenen Wandlers setzt sich aus den Verlusten von S2, Lt, L3 und D1 zusammen. Die spezifische Analyse wird wie folgt gegeben.

Der Verlust von S2.

Der Leitungsverlust wird wie folgt ausgedrückt

Dabei ist Irms_S2 der Effektivwert des Stroms über S2 und Rds(on) der Durchlasswiderstand von S2 bei einer bestimmten Temperatur, der aus dem Datenblatt und der Umgebungstemperatur geschätzt werden kann.

Der Schaltverlust wird wie folgt ermittelt

Dabei sind tri, tfv, tr und tfi die äquivalenten Zeiten der vier Phasen mit dem Verlust während des Schaltvorgangs, die aus dem Datenblatt berechnet werden können.

Der Verlust der äquivalenten Ausgangskapazität von S2 ergibt sich wie folgt:

Daher ergibt sich der Gesamtverlust von S2 wie folgt:

Der Verlust von D1

Dabei ist VF der Vorwärtsspannungsabfall von D1, ID der Durchschnittswert des Stroms über D1, Voff_D die Sperrspannung von D1 und Qrr die Sperrverzögerungsladung von D1.

Der Verlust des Induktors

Der Kernverlust ergibt sich wie folgt:

Der Wicklungsverlust ergibt sich wie folgt

Daher ergibt sich der Gesamtverlust des Induktors wie folgt:

wobei die Parameter K, α, β, C0, C1 und C2 dem vom Kernhersteller bereitgestellten Datenblatt entnommen werden können; T ist die Betriebstemperatur des Magnetkerns; Vcore ist das Volumen des Magnetkerns; IL_rms ist der Effektivwert des Stroms durch die Induktivität; und Rdc ist der äquivalente Widerstand des Induktors.

Die Leistungsverlustmodelle von Lt und L3 ähneln einander. Daher wird die Beschreibung des Leistungsverlustmodells von Lt hier nicht wiederholt.

Zusammenfassend ergibt sich der Gesamtverlust des vorgeschlagenen Wandlers im Aufwärtsmodus wie folgt:

Somit ergibt sich der Wirkungsgrad des vorgeschlagenen Wandlers im Hochsetzmodus wie folgt

Ebenso ergibt sich der Gesamtverlust des vorgeschlagenen Wandlers im Abwärtsmodus wie folgt:

Somit ergibt sich der Wirkungsgrad des vorgeschlagenen Wandlers im Abwärtsmodus wie folgt

Die Verlusteigenschaften der vorgeschlagenen Schaltung werden mit Mathcad und dem Leistungsverlustmodell aus dem vorherigen Abschnitt analysiert. Die wichtigsten Simulationsparameter des Wandlers sind: V2 = 48 V, V1 = 400 V, Po = 400 W, L3 = 1,5 mH, L1 = 0,9 mH, Schaltfrequenz: fs = 50 kHz.

Gemäß Formel (16) können mit Mathcad die Kurven für den Verlust der vorgeschlagenen Schaltung und das Windungsverhältnis bei verschiedenen Belastungen gezeichnet werden, wie in Abb. 13 dargestellt.

Die Kurven zwischen dem Verlust der vorgeschlagenen Schaltung und dem Windungsverhältnis unter verschiedenen Lasten.

Aus Abb. 13 geht hervor, dass bei konstanter Ausgangsleistung der Gesamtverlust der Schaltung zunächst abnimmt und dann mit zunehmendem Windungsverhältnis zunimmt. Daher dient ein minimaler Verlustpunkt als Grundlage für die Auswahl des geeigneten Windungsverhältnisses in dieser Untersuchung.

Die Berechnungskurve für den Wirkungsgrad der vorgeschlagenen Schaltung im Step-up-Modus kann mit Formel (17) erstellt werden, wie in Abb. 14a dargestellt. Abbildung 14b zeigt die Berechnungskurve für den Wirkungsgrad der vorgeschlagenen Schaltung im Abwärtsmodus gemäß Formel (19).

Die Berechnungskurve für λ, D und den Wirkungsgrad: (a) Step-up-Modus, (b) Step-down-Modus.

Wie in Abb. 14 dargestellt, steigt der Wirkungsgrad der Schaltung zunächst und nimmt dann mit zunehmendem Windungsverhältnis ab. Es gibt ein Höchstmaß an Effizienz. Um die erwartete Leistung und den hohen Wirkungsgrad zu erreichen, sollten daher ein geeignetes Windungsverhältnis und ein angemessenes Tastverhältnis im stationären Zustand gewählt werden. Das Windungsverhältnis sollte etwa 0,4 und das Tastverhältnis etwa 0,75 betragen, gemäß Abb. 14.

Angesichts der Möglichkeit von Fehlern während des Entwurfs und des Wickelprozesses beträgt das beste Windungsverhältnis \({\lambda }_{opt}\) = 0,375–0,412. Die Effizienzberechnungskurven sind in Abb. 15 dargestellt. Wenn der vorgeschlagene Wandler unter Nennbedingungen betrieben wird, beträgt das beste Windungsverhältnis \({\lambda }_{opt}\) = 0,394. Abbildung 15a zeigt die Effizienzkurve im Step-Up-Modus und Abb. 15b zeigt die Effizienzkurve im Step-Down-Modus.

Die Berechnungskurve des Wirkungsgrades, (a) Step-up-Modus, (b) Step-down-Modus.

Um sicherzustellen, dass die Schaltung im CCM-Modus arbeitet, müssen die Werte von L1, L2 und L3 größer als der Induktivitätswert mit kritischem Durchgang sein. Diese Werte werden wie folgt angegeben:

Bei der Auswahl des Kondensators werden vor allem die Spannungsbelastung und die Spannungswelligkeit innerhalb eines bestimmten Bereichs berücksichtigt. Der Wert von CB ergibt sich wie folgt:

Wir haben detaillierte Simulationen in Matlab/Simulink durchgeführt, um die Richtigkeit der oben genannten theoretischen Analyse zu überprüfen. Der vorgeschlagene Wandlerbetrieb wird bei V2 = 48 V, V1 = 400 V, Po = 400 W, L3 = 1,5 mH, L1 = 0,9 mH, L2 = 0,33 mH, Lk = 0,92 uH, CB = 2,2 uF, Co1 = 47 verifiziert uF, Co2 = 47 uF und die Schaltfrequenz fs = 50 kHz.

Die Simulationsergebnisse im Hochsetzmodus bei Volllast sind in Abb. 16 dargestellt. In Abb. 16 ist vgs2 das Ansteuersignal für S2, die durch die Induktivitäten L1, L2 und L3 fließenden Ströme sind iLs, iLp und iL3 und iD1, iS2 und iCB sind die Ströme, die jeweils durch D1, S2 und CB fließen.

Die stabilen Wellenformen der Schlüsselkomponenten im Step-up-Modus.

Die Simulationsergebnisse im Abwärtsmodus bei Volllast sind in Abb. 17 dargestellt. vgs1 ist das Antriebssignal für S1, die durch die Induktivitäten L1, L2 und L3 fließenden Ströme sind iLs, iLp und iL3 sowie iD2. iS1 und iCB sind die Ströme, die getrennt durch D2, S1 und CB fließen.

Die stabilen Wellenformen der Schlüsselkomponenten im Abwärtsmodus.

Im Hochsetzmodus liegt die Ausgangsspannung stabil bei 400 V, wie in Abb. 16 dargestellt. Das Tastverhältnis von S2 beträgt 0,74. Die Spannungsbelastungen von S2 und D1 betragen 457 V und 472 V. Ebenso zeigt Abb. 17, dass die Ausgangsspannung im Abwärtsmodus stabil bei 48 V liegt. Das Tastverhältnis von S1 beträgt 0,26. Die Spannungsbelastungen von S1 und D2 betragen 987 V bzw. 180 V. Die Spannungs- und Stromspitzen von S1, S2 und der Induktivität werden durch die Streuinduktivität der gekoppelten Induktivität verursacht. Somit sind die Ergebnisse in Abb. 16 und 17 zeigen, dass die Simulationsergebnisse weitgehend mit der theoretischen Analyse übereinstimmen.

Um die theoretische Analyse zu validieren, haben wir einen Laborprototyp des vorgeschlagenen Konverters gebaut. Erstens haben wir basierend auf typischen Anwendungen die Betriebsbedingungen des vorgeschlagenen Wandlers als V2 = 48 V, V1 = 400 V und Po = 400 W ausgewählt. Zweitens, gemäß den Formeln (20)–(23), L3 = 1,5 mH , L1 = 0,9 mH, L2 = 0,33 mH, CB = 2,2 uF, Co1 = 100 uF und Co2 = 100 uF. Anschließend kann die Spannungs-Strom-Belastung des Halbleiterbauelements durch Analyse des spezifischen Funktionsprinzips des Wandlers ermittelt werden. Die Spannungs-Strom-Beanspruchung von S1 ist wie folgt:

Die Spannungs-Strom-Beanspruchung von S2 ist wie folgt:

Dabei ist I1 der Durchschnittswert des Stroms auf der Hochspannungsseite und I2 der Durchschnittswert des Stroms auf der Niederspannungsseite.

Die maximalen Spannungs- und Strombelastungswerte von S1 und S2 ergeben sich durch Einbeziehung der entsprechenden Parameter. Basierend auf einem gewissen Spielraum kann dann der konkret benötigte Schaltröhrentyp ausgewählt werden. Die spezifischen Parameter des vorgeschlagenen Konverters sind in Tabelle 4 aufgeführt, und der Prototyp ist in Abb. 18 dargestellt.

Prototyp der Konverter.

Wenn v2 = 48 V, erhalten wir die experimentellen Ergebnisse im Hochsetzmodus bei Volllast, wie in Abb. 19 dargestellt. Abbildung 19a zeigt die Wellenformen von vgs2, vds2 und ids2, und das Tastverhältnis von S2 beträgt 0,75. Die Spannungsbelastung von S2 beträgt 325 V. Abbildung 19b zeigt die Wellenformen von vgs2, vD1 und iD1, und die Spannungsbelastung von D1 beträgt 675 V. Abbildung 19c zeigt die Wellenformen von vgs2, v1, iL1 und iL3 sowie den Ausgang Die Spannung des vorgeschlagenen Wandlers im Aufwärtsmodus beträgt 400,8 V.

Die Versuchsergebnisse des vorgeschlagenen Wandlers im Aufwärtsmodus bei v2 = 48 V: (a) vgs2, vds2, ids2, (b) vgs2, vD1, iD1, (c) vgs2, v1, iL1, iL3.

Wenn v2 = 36 V, erhalten wir die experimentellen Ergebnisse im Hochsetzmodus bei Volllast, wie in Abb. 20 dargestellt. Wie in Abb. 20 dargestellt, beträgt das Tastverhältnis von S2 0,81 und die Ausgangsspannung des vorgeschlagenen Wandlers im Hochsetzmodus beträgt 400,4 V. Die Spannungsspannungen von S2 und D1 betragen 362 V und 669 V.

Die Versuchsergebnisse des vorgeschlagenen Wandlers im Aufwärtsmodus bei v2 = 36 V: (a) vgs2, vds2, ids2, (b) vgs2, vD1, iD1, (c) vgs2, v1, iL1, iL3.

Wenn v2 = 60 V, erhalten wir die experimentellen Ergebnisse im Hochsetzmodus bei Volllast, wie in Abb. 21 dargestellt. Wie in Abb. 21 dargestellt, beträgt das Tastverhältnis von S2 0,69 und die Ausgangsspannung des vorgeschlagenen Wandlers im Hochsetzmodus beträgt 400,1 V. Die Spannungsbelastungen von S2 und D1 betragen 315 V und 725 V.

Die Versuchsergebnisse des vorgeschlagenen Wandlers im Aufwärtsmodus bei v2 = 60 V: (a) vgs2, vds2, ids2, (b) vgs2, vD1, iD1, (c) vgs2, v1, iL1, iL3.

Im Vergleich zu den Simulationsergebnissen in Abb. 16 stimmen die experimentellen Ergebnisse im Step-up-Modus damit überein. Beide stimmen dann mit der theoretischen Analyse überein. Die Spannungs- und Stromspitzen werden durch die Streuinduktivität verursacht.

Wenn v1 = 400 V, erhalten wir die experimentellen Ergebnisse im Aufwärtsmodus bei Volllast, wie in Abb. 22 dargestellt. Abbildung 22a zeigt die Wellenformen von vgs1, vds1 und ids1, und die Spannungsbelastung von S1 beträgt 731 V. Abbildung 22b zeigt die Wellenformen von vgs1, vD2 und iD2 und die Spannungsbelastung von D2 beträgt 225 V. Abbildung 22c zeigt die Wellenformen von vgs2, vo, iL1 und iL3 und die Ausgangsspannung des vorgeschlagenen Wandlers beträgt 47,9 V.

Die Versuchsergebnisse des vorgeschlagenen Wandlers im Abwärtsmodus bei v1 = 400 V: (a) vgs1, vds1, ids1, (b) vgs1, vD2, iD2, (c) vgs, v2, iL1, iL3.

Wenn v1 = 250 V, erhalten wir die experimentellen Ergebnisse im Abwärtsmodus bei Volllast, wie in Abb. 23 dargestellt. Wie in Abb. 23 dargestellt, beträgt das Tastverhältnis von S1 0,4 und die Ausgangsspannung des vorgeschlagenen Wandlers im Hochsetzmodus beträgt 47,9 V. Die Spannungsbelastungen von S1 und D2 betragen 640 V und 173 V.

Die Versuchsergebnisse des vorgeschlagenen Wandlers im Abwärtsmodus bei v1 = 250 V: (a) vgs1, vds1, ids1, (b) vgs1, vD2, iD2, (c) vgs, v2, iL1, iL3.

Wenn v1 = 250 V, erhalten wir die experimentellen Ergebnisse im Abwärtsmodus bei Volllast, wie in Abb. 24 dargestellt. Wie in Abb. 24 dargestellt, beträgt das Tastverhältnis von S1 0,253 und die Ausgangsspannung des vorgeschlagenen Wandlers in der Hochsetzmodus beträgt 47,9 V. Die Spannungsbelastungen von S1 und D2 betragen 785,5 V und 245 V.

Die Versuchsergebnisse des vorgeschlagenen Wandlers im Abwärtsmodus bei v1 = 430 V: (a) vgs1, vds1, ids1, (b) vgs1, vD2, iD2, (c) vgs, v2, iL1, iL3.

Ähnlich verhält es sich mit den Simulationsergebnissen in Abb. 17: Die experimentellen Ergebnisse im Abwärtsmodus stimmen damit überein. Beide stimmen dann mit der theoretischen Analyse überein.

Wir erhalten die Eingangs- und Ausgangsstromwellenformen im Aufwärts-/Abwärtsmodus bei Volllast, wie in Abb. 25 dargestellt. Abbildung 25a zeigt die Stromwellenformen im Aufwärtsmodus und Abb. 25b zeigt die Stromwellenformen in den Step-Down-Modus. Wie in Abb. 25 dargestellt, ist die Eingangs- und Ausgangsstromwelligkeit des vorgeschlagenen Wandlers gering.

Die Eingangs- und Ausgangsstromwellenformen des vorgeschlagenen Wandlers, (a) Aufwärtsmodus, (b) Abwärtsmodus.

Die gemessene Effizienzkurve der Versuchsschaltung im Step-up-Modus ist in Abb. 26a dargestellt. Abbildung 26b zeigt die gemessene Effizienzkurve der Versuchsschaltung im Step-Down-Modus. Im Vergleich zu Abb. 14 ist ersichtlich, dass die gemessene Effizienzkurve der vorgeschlagenen Schaltung mit der Berechnungskurve übereinstimmt. Die Kurvenverläufe werden zunächst erhöht und dann verringert. Da zudem der tatsächliche Gesamtverlust bei der Berechnung nicht berücksichtigt wird, liegt der maximal gemessene Wirkungsgrad unter dem theoretischen Berechnungswert.

Die Effizienzkurven von \(\lambda \), (a) Step-Up-Modus, (b) Step-Down-Modus.

Wenn der vorgeschlagene Wandler unter Nennbedingungen arbeitet und das beste Windungsverhältnis \({\lambda }_{opt}\) = 0,394 ist, erhalten wir den experimentellen Verlust des vorgeschlagenen Wandlers wie in Abb. 27 dargestellt. Wie in Abb. Wie aus 27 hervorgeht, konzentriert sich der Verlust hauptsächlich auf das Schalten und die gekoppelte Induktivität im Aufwärts-/Abwärtsmodus.

Der experimentelle Verlust des vorgeschlagenen Wandlers, (a) Aufwärtsmodus, (b) Abwärtsmodus.

Der Umwandlungswirkungsgrad gegenüber der Ausgangsleistung im Aufwärts- und Abwärtsmodus ist in Abb. 28 dargestellt. Im Aufwärtsmodus beträgt der maximale Wirkungsgrad des vorgeschlagenen Wandlers 93,5 %. Im Step-Down-Modus hat der vorgeschlagene Wandler einen maximalen Wirkungsgrad von 92,2 %.

Die Effizienzkurven mit der Last, (a) Step-Up-Modus, (b) Step-Down-Modus.

Vergleich der Abbildungen. 28 und 15 haben wir festgestellt, dass die Trends der gemessenen Effizienzkurve und der Berechnungskurve im Step-Up-/Step-Down-Modus konsistent sind. Die Trends nahmen zunächst zu und nahmen dann mit zunehmender Ausgangsleistung ab. Da der tatsächliche Gesamtverlust nicht berücksichtigt wurde, lag der maximal gemessene Wirkungsgrad ebenfalls unter dem theoretischen Berechnungswert.

Die Verwendung einer angezapften Induktivität in dieser Forschung verbesserte das Umwandlungsverhältnis des bidirektionalen DC/DC-Wandlers und überwand die Mängel des niedrigen Umwandlungsverhältnisses des nicht isolierten bidirektionalen DC/DC-Wandlers. Darüber hinaus wurde eine Reihe bidirektionaler Cuk-Schaltungen mit hoher Verstärkung durch Zusammenfassung und Analyse der verschiedenen Formen der vorgeschlagenen gekoppelten Induktivität abgeleitet. Die beste Schaltung wurde durch Analyse und Vergleich der Eigenschaften jeder Schaltung ermittelt und wir schlugen eine bidirektionale Cuk-Schaltung mit hoher Verstärkung und einer Induktivität mit Kondensatorabgriffen (Rückwärtskopplung) vor. Sowohl im Abwärts- als auch im Aufwärts-Betriebsmodus hatte dieser Wandler eine einfache Struktur und eine hohe Spannungsverstärkung. Anschließend wurden die Funktionsprinzipien und Eigenschaften der vorgeschlagenen Schaltung gründlich untersucht. Darüber hinaus konnte der Wirkungsgrad des vorgeschlagenen Wandlers durch die optimale Wahl des Windungsverhältnisses der gekoppelten Induktivität weiter verbessert werden. Schließlich haben wir einen 400-W-48-V-/400-V-Prototyp erstellt, um die Gültigkeit der theoretischen Analyse der vorgeschlagenen Schaltung zu überprüfen.

Die Datensätze dieser Studie sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich.

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Diese Arbeit wurde teilweise von der National Natural Science Foundation of China (Nr.: 52172327) und der Fujian Province Natural Science Foundation (Nr.: 2021J011028, 2020J01860) sowie dem Fuzhou Science and Technology Plan Project (Nr. 2021-S-236) unterstützt. . Und wir danken LetPub (https://www.letpub.com) für seine sprachliche Unterstützung bei der Erstellung dieses Manuskripts.

Fujian Engineering Research Center of Safety Control for Ship Intelligent Navigation, College of Physics and Electronic Information Engineering, Minjiang University, Fuzhou, Fujian, China

Hongxing Chen & Wei He

Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion, Fuzhou University, Fuzhou, 350108, China

Wei-ming Lin & Wen-ran Liu

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HX trug zu den Prototypexperimenten im Labor, dem Studiendesign, der Interpretation, den Analysen und der Manuskripterstellung bei. WM schlug die Hauptidee vor und trug zum Studiendesign und zur Überarbeitung des Manuskripts bei. WR trug zu den Labor-Prototypenexperimenten und der Manuskripterstellung bei. WH trug zur Überarbeitung des Manuskripts bei. Alle Autoren haben zum endgültigen Manuskript beigetragen und es genehmigt.

Korrespondenz mit Hongxing Chen, Wei-ming Lin oder Wei He.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Chen, H., Lin, Wm., Liu, Wr. et al. Bidirektionaler Cuk-Wandler mit angezapfter Induktivität, hohem Aufwärts-/Abwärtswandlungsverhältnis und optimalem Design. Sci Rep 12, 13745 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-17801-z

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Eingegangen: 03. Mai 2022

Angenommen: 31. Juli 2022

Veröffentlicht: 12. August 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-17801-z

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